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    公开号:WO1986003643A1
    申请号:PCT/CH1985/000171
    申请日:1985-12-04
    公开日:1986-06-19
    发明作者:Andrea Gubser
    申请人:Gesellschaft Zur Förderung Der Industrieorientiert；
    IPC主号:H04L27-00
    专利说明:
    [0001] Verfahren und Schaltungsanordnung zum Detektieren der Information eines Empfangssignals
    [0002] Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Detek¬ tieren der Information eines Empfangssignals sowie eine elek¬ trische Schaltungsanordnung zum Durchführen des Verfahrens. Vorzugsweise dient die Erfindung zur Schätzung einer binären Information in einem durch Frequenzumtastung (FSK) modulierten Empfangssignal.
    [0003] Verschiedene Schaltungsanordnungen für den Empfang von durch Frequenzumtastung (FSK) modulierten Signalen sind bereits be¬ kannt. Die traditionellen inkohärenten Schaltungsanordnungen akkumulieren die Energie des Empfangssignals .jeweils über eine Bitperiode auf den die beiden binären Symbole "0" und "1" repräsentierenden Frequenzen fQ und f1. Die Frequenz mit der Jeweils höheren Signalenergie liefert den Schätzwert (Estimation value) des betreffenden InformationsSymbols. Die¬ se klassischen Empfänger-Schaltungsanordnungen sind z.B. von John M. Wozencraft und Irwin M. Jacobs im Buch "Prin- ciples of Communication Engineering", John Wiley and Sons, New York, 1965, ausführlich beschrieben worden. Diese bekann¬ ten Schaltungsanordnungen sind theoretisch optimal, in ihrer praktischen Realisierung jedoch sehr anfällig auf Nicht- idealitäten der verwendeten Oszillatoren und Filter sowie auf Abweichungen der Sendefrequenzen von ihren Sollwerten.
    [0004] Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, das Detektieren der Information eines Empfangssignals auf verhältnismässig einfache Weise und mit relativ geringem Energieverbrauch auch unter nichtidealen Bedingungen zu ermöglichen, insbe¬ sondere auch dann, wenn das Empfangssignal erhebliche Anteile von unerwünschten Störungen aufweist, die dem die Information repräsentierenden Nutzsignal überlagert sind, wie z.B. Rau¬ schen und Punkenstörungen. Diese Aufgabe ist erfindungsgemäss durch das Verfahren ge¬ mäss den Patentansprüchen 1 bis 7 und die Schaltungsanord¬ nung gemäss den Patentansprüchen 8 bis 13 gelöst.
    [0005] In der nun folgenden Beschreibung ist die Erfindung anhand der beigefügten Zeichnungen rein beispielsweise näher er¬ läutert.
    [0006] Fig. 1 zeigt schematisch eine Schaltungsanordung zum Detek¬ tieren der binären Information in einem durch Fre¬ quenzumtastung (FSK) modulierten Empfangssignal;
    [0007] Fig. 2 ist ein Diagramm zur Veranschaulichung der Wirkungs¬ weise der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 1 und zeigt verschiedene elektrische Signale in Abhängigkeit von der Zeit.
    [0008] Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnun "weist einen Signaleingang 20 für das gegebenenfalls vorverstärkte hoch¬ frequente Empfangssignal U1 auf, das durch Frequenzumtastung (Frequency-Shift-Keying FSK) zwischen zwei Frequenzen f und f., moduliert ist. Der Signaleingang 20 ist über Leitungen 21 und 22 mit einem Eingang eines ersten Mischers 23 und einem Eingang eines zweiten Mischers 24 verbunden. Ein Oszillator 25 erzeugt eine SinusSchwingung U2 mit einer konstanten Mit¬ tenfrequenz f C. = (fΛO +
    -und ist über eine Leitung 26 mit einem zweiten Eingang des ersten Mischers 23 und über eine Leitung 27 mit einer Phasenschieber-Einrichtung 28 verbunden. Am Ausgang der Phasenschieber-Einrichtung 28 liegt eine um 90° gegenüber der Schwingung U2 phasenverschobene Sinus¬ schwingung U3 mit gleicher Frequenz f_. Ueber eine Leitung 29 ist die Schwingung U3 einem zweiten Eingang des zweiten Mischers 24 zugeleitet. Die beiden Mischer 23 und 24 erzeugen Mischprodukte U4 und U5, die je über eine Leitung 30 bzw. 31 einem ersten Tiefpassfilter 32 bzw. einem zweiten Tiefpass¬ filter 33 zugeleitet sind. An den Ausgängen der beiden Tief- passfilter 32 und 33 liegen zwei sinusförmig verlaufende Qua¬ dratursignale U6 und U7, die beide die Deviations¬ frequenz Δf = (f - f^)/2 aufweisen, aber in bezug aufeinan¬ der um 90° phasenverschoben sind. Die beschriebene Transforma¬ tion des Empfangssignals U1 in einem Schritt in ein Nieder¬ frequenzband ist als Direktumwandung (Direct Conversion) be¬ kannt.
    [0009] Das erste Quadratursignal U6 ist über eine Leitung 3 einem Momentanwertabtaster 35 zugeleitet, der durch ein elektrisches Steuersignal U8 steuerbar ist. Letzteres wird von einem Null¬ durchgangsdetektor 36 erzeugt und über eine Leitung 37 an einen Steuereingang des Abtasters 35 geliefert. Dem Nulldurch¬ gangsdetektor 36 ist das zweite Quadratursignal U7 über eine Leitung 38 zugeführt. Der Abtaster 35 und der Nulldurchgangs-, detektor 3 sind derart ausgebildet, dass bei jedem Nulldurch¬ gang des zweiten Quadratursignals U7 eine Abtastung des Mo¬ mentanwertes des ersten QuadraturSignals U6 erfolgt. In völlig analoger Weise ist das., zweite Quadratursignal U7 über eine Leitung 39 einem zweiten Momentanwertabtaster 40 zugeleitet, der durch ein elektrisches Steuersignal U9 steuerbar ist. Letzteres wird von einem zweiten Nulldurchgangsdetektor 41 erzeugt und über eine Leitung 42 einem Steuereingang des zwei¬ ten Abtasters 40 zugeleitet. Dem zweiten Nulldurchgangsdetek¬ tor 41 ist das erste Quadratursignal U6 über eine Leitung 42 zugeführt. Der zweite Abtaster 40 und der zweite Nulldurch¬ gangsdetektor 41 sind derart ausgebildet, dass bei jedem Nulldurchgang des ersten Quadratursignals U6 eine Abtastung des Momentanwertes des zweiten Quadratursignals U7 erfolgt.
    [0010] Die vom ersten Abtaster 35 erzeugte Sequenz von Abtastwerten U10 ist über eine Leitung 43 einem gesteuerten Polaritäts- inverter 44 zugeführt, und die vom zweiten Abtaster 40 er¬ zeugte Sequenz von Abtastwerten U11 ist über eine Leitung 45 einem zweiten gesteuerten Polaritätsinverter 46 zugeleitet. Der erste Nulldurchgangsdetektor 36 ist weiter derart ausge- bildet, dass er jeweils ein Steuersignal U12 erzeugt, wenn das zweite Quadratursignal U7 einen Nullpunkt in einer be¬ stimmten Richtung, z.B. von minus nach plus, durchläuft. Dieses Steuersignal U 2 ist über eine Leitung 47 einem Steuereingang des ersten Polaritätsinverters 44 zugeführt. Aehnlich ist der zweite Nulldurchgangsdetektor 41 derart aus¬ gebildet, dass er jeweils ein Steuersignal U13 erzeugt, wenn das erste Quadratursignal U6 einen Nullpunkt in entgegenge¬ setzter Richtung, z.B. von plus nach minus, durchläuft, und dieses Steuersignal U13 ist über eine Leitung 48 einem Steuer¬ eingang des zweiten Polaritätsinverters 46 zugeleitet. "Demge- mäss erfolgt die Steuerung der beiden Polaritätsinverter 44 und 46 nach einander entgegengesetzten Regeln. An den Ausgän¬ gen der Polaritätsinverter 44 und 46 erscheinen Sequenzen von Abtastwerten U14 bzw. U15 mit angepassten Polaritäten, wie noch erläutert werden wird.
    [0011] Die Ausgänge der Polaritätsinverter 44 und 46 sind mittels Leitungen 49 und 50 mit zwei Eingängen eines Summierers 51 verbunden, der durch ein Taktsignal U16 steuerbar ist und zwei Signalausgänge 52 und 53 aufweist. Der Summierer 51 ist im übrigen derart ausgebildet, dass jeweils während einer durch das Taktsignal U16 gesteuerten Zeitdauer die zugeführ¬ ten Abtastwerte U14 und U 5 algebraisch addiert und dann am Signalausgang 52 ein dem Vorzeichen der erhaltenen Summe ent¬ sprechendes elektrisches Signal U17 und am Signalausgang 53 ein dem Betrag der Summe entsprechendes elektrisches Signal ausgibt. Zum Erzeugen des Taktsignals U16 für die Steuerung des Summierers 51 ist ein Oszillator 54 vorhanden, dessen Ausgang über eine Leitung 55 mit einem Steuereingang des Sum¬ mierers 51 verbunden ist. Dem Oszillator 54 ist ein Synchro¬ nisator 56 beigeordnet, der zwei über Leitungen 57 und 58 mit den Ausgängen der Polaritätsinverter 44 und 46 verbundene Signaleingänge aufweist. Der Synchronisator 56 enthält zweck- mässig einen Phasenkorrektur-Estimator, der imstande ist, die Phase des Oszillators 54 mit den Zeitpunkten der Frequenzum¬ tastung des Empfangssignals U1 zu vergleichen und auftretende Abweichungen durch entsprechende Beeinflussung des Oszilla¬ tors 54 gegen Null zu korrigieren. Vorzugsweise ist der Oszillator 54 ein Quarzoszillator, dessen Schwingungsperiode abgestimmt ist auf senderseitig normierte einheitliche Zeit¬ intervalle zwischen Zeitpunkten, in denen Frequenzumtastun- gen möglich sind.
    [0012] Die Wirkungsweise der beschriebenen Schaltungsanordnung nach Fig. 1 und das mit der Schaltungsanordnung durchführbare Ver¬ fahren zum Detektieren der Information des Empfangssignals U1 sind beispielsweise im wesentlichen wie folgt:
    [0013] Das durch Frequenzumtastung modulierte Empfangssignal U1 weist die Frequenz f oder f^ auf, je nachdem, ob das Em¬ pfangssignal das Informationssymbol "0" oder "1" repräsen¬ tiert. Demgemäss enthält das Empfangssignal U1 eine binäre Datensequenz. Die Zeitdauer T der einzelnen Bit-Intervalle ist konstant und senderseitig festgelegt. T ist somit die Bit- Periode. In Fig. 2 oben sind einige Bit-Intervalle i-1 , i, i+1 , i+2 eines binären Informationssignals mit der Symbolfol¬ ge "1", "0", "1", "1" sowie der dieser Symbolfolge entspre¬ chende Abschnitt des. EmpfangsSignals U1 dargestellt.
    [0014] In den Mischern 23 und 24 wird das Empfangssignal U1 mit dem vom Oszillator 25 erzeugten Mittenfrequenzsignal U2 bzw. U3 gemischt. Die dabei entstehenden Mischprodukte U4 und U5 haben die Deviationsfrequenz Δf » f - f » f - f^ wobei fc = (fQ + f.,)/2 die Frequenz der vom Oszillator 25 er¬ zeugten SinusSchwingung ist. Durch die Tiefpassfilter 32 und 33 werden die höheren Mischprodukte mit den Frequenzen f + f bzw. f1 + f unterdrückt, so dass an den Aus¬ gängen der Tiefpassfilter die Quadratursignale U6 und U7 mit der Deviationsfrequenz Δf = (f - f.)/2 erscheinen. Wie be¬ reits erwähnt,, sind die beiden Quadratursignale U6 und U7 in bezug aufeinander um 90 phasenverschoben. Wenn das Empfangs¬ signal U1 in einem Bit-Intervall die das Symbol "0" repräsen- tierende Frequenz f aufweist, eilt die SinusSchwingung des ersten Quadratursignals U1 der SinusSchwingung des zweiten Quadratursignals U7 um 90° voraus. Wenn hingegen das Empfangs¬ signal U1 in einem Bit-Intervall die das Symbol "1" repräsen¬ tierende Frequenz ^ aufweist, eilt die SinusSchwingung des ersten Quadratursignals U6 der SinusSchwingung des zweiten QuadraturSignals U7 um 90° nach. Eine Ermittlung oder Schät¬ zung der unterschiedlichen Phasenlagen der SinusSchwingungen der beiden Quadratursignale U6 und U7 ist demzufolge gleich¬ bedeutend wie eine Schätzung des im Empfangssignal U1 enthal¬ tenen Informationssymbol. Aus der Kenntnis der Phasenlage kann daher eindeutig auf das jeweils empfangene Informations¬ symbol geschlossen werden.
    [0015] Zur Verdeutlichung des Gesagten sind in Fig. 2 die beiden Quadratursignale U6 und U7 in den Bit-Intervallen i und i+1 dargestellt. Man erkennt deutlich die Aenderung der unter¬ schiedlichen Phasenlagen beim Uebergang vom Informations¬ symbol "0" zum Informationssymbol "1" im Zeitpunkt (i+l)T. Die graphische Darstellung der Quadratursignale U6 und U7 zeigt auch, dass in bezug auf die Zeitpunkte i.T, (i+l)T, (i+2)T, in denen jeweils eine Frequenzumtastung des Erapfangs- signals U1 auftritt oder auftreten kann, irgend eine Phasen¬ lage haben kann, so dass weder die Nullpunkte noch die Maxima des einen oder des andern Quadratursignals mit den genannten Zeitpunkten koinzidieren. Dies ist in Fig. 2 durch eine Zeit¬ dauer tg am Anfang des Bit-Intervalls i veranschaulicht.
    [0016] In der Praxis sind dem Empfangssignal U1 unerwünschte Stör¬ signale überlagert, weshalb dann die beiden QuadraturSignale U6 und U7 nicht nur die in Fig. 2 gezeichneten Sinusschwin¬ gungen sondern zusätzlich auch diesen SinusSchwingungen über¬ lagerte Störsignale mit irgend welchen Frequenzen aufweisen, wobei die Amplituden der Störsignale gegebenenfalls grösser als die Amplituden der Sinusschwingungen sein können. Für die Detektion der Information des Empfangssignals U1 ist es. nö¬ tig, in jedem Bit-Intervall die in den QuadraturSignalen U6 und U7 enthaltenen Anteile der Schwingungen mit der Frequenz Δf zu erkennen, im folgenden Nutzsignalanteile genannt.
    [0017] Ist im Bit-Intervall i der Nutzsignalanteil im Quadratursig¬ nal U6 bekannt, lautet die optimale ML (Maximum Likelihood) Estimationsregel für das i-te Informationssymbol:
    [0018] 0
    [0019]
    [0020] In dieser Formel bedeutet u_(t) das Quadratursignal U7 als
    [0021] Funktion der Zeit und cos(2^Δf(t-t_) -*^"/2) der bei einem gesendeten Inforraationssymbol "0" erwartete Nutzsignalanteil im Quadraturs_ignal U7. T und ts_ haben die bereits erwähnten
    [0022] Bedeutungen. Die Buchstaben S und H stehen für "Statistik" bzw. "Hypothese".
    [0023] Wenn S = 0, wird auf ein gesendetes Informationssymbol "0" geschätzt, im andern Fall auf ein gesendetes Informations¬ symbol "1".
    [0024] Wenn diese Berechnung mit zeitdiskreten Werten, z.B. mittels einer Rechenmaschine, durchgeführt werden soll, lautet die Schätzregel:
    [0025]
    [0026] Darin bedeutet T die Unterperiode oder Abtastperiode, mit welcher das Quadratursignal U7 innerhalb einer Bit-Periode T abgetastet wird, was pro Bit-Periode N mal geschieht. Gemäss dieser Schätzregel wird also innerhalb einer Bit- Periode T der Momentanwert des Quadratursignals U7 N mal ab¬ getastet, die erhaltenen Abtastwerte werden mit festen Koeffizienten entsprechend den Funktionswerten des erwarte¬ ten Nutzsignalanteils bei einem gesendeten Informationssymbol "0" gewichtet, und alle N so gebildeten Produkte werden auf- summiert. Ueberall dort, wo der Betrag des erwarteten Nutz¬ signalanteils bei einem gesendeten Symbol "0" gleich 1 ist, werden die Abtastwerte betragsmässig maximal gewichtet. Wenn man für die Schätzung nur Abtastwerte an diesen Stellen ver¬ wendet, können die Multiplikationen der Gewichtung durch Additionen und Subtraktionen ersetzt werden. Da hierbei nur diejenigen Abtastwerte verwendet werden, die bei der Summa- tion am meisten gewichtet werden, liegt das Ergebnis dieses Verfahrens nahe beim Optimum.
    [0027] Wegen der 90 Phasenverschiebung zwischen den Sinusschwingun¬ gen U2 und U3 haben die Nutzsignalanteile der beiden Quadra¬ tursignale U6 und U7 jeweils dort ihr Maximum oder Minimum, wo der Nutzsignalanteil des andern Quadratursignals U7 bzw. U6 einen Nullpunkt durchläuft. Statt die Phase des Nutzsig¬ nalanteils eines der Quadratursignale U6. und U7 zu detektie¬ ren und danach die relative Phasenlage des Nutzsignalanteils des andern Quadratursignals U7 bzw. U6 zu schätzen, können einfach die Zeitpunkte der Nulldurchgänge des einen Quadratur¬ signals U6 bzw. U7 als Zeitpunkte für die Abtastung des an¬ dern Quadratursignals U7 bzw. U6 benutzt werden.
    [0028] Demgemäss wird in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 der Momentanwert des ersten Quadratursignals U6 mittels des Ab¬ tasters 35, der durch den Nulldurchgangsdetektor 36 gesteuert ist, immer dann abgetastet, wenn das zweite Quadratursignal U7 einen Nullpunkt durchläuft. Umgekehrt wird der Momentanwert des zweiten Quadratursignals U7 mittels des zweiten Abtasters 40, der durch den zweiten Nulldurchgangsdetektor 41 gesteuert ist, immer dann abgetastet, wenn das erste Quadratursignal U6 einen Nullpunkt durchläuft. Die erhaltenen Sequenzen der Ab¬ tastwerte U10 bzw. U11 sind in Fig. 2 veranschaulicht. Man erkennt, dass innerhalb einer einzelnen Bit-Periode die Ab¬ tastwerte abwechselnde Polaritäten aufweisen.
    [0029] Mittels der gesteuerten Polaritätsinverter 44 und 46 werden die Abtastwerte teils invertiert und teils nicht invertiert. Als Kriterium, ob der Abtastwert invertiert oder unverändert belassen wird, dient die Richtung des jeweiligen Nulldurch¬ ganges des andern Quadratursignals. Im Beispiel gemäss Fig. 2- werden Abtastwerte U10 des ersten Quadratursignals U6 immer dann invertiert, wenn das zweite Quadratursignal U7 einen Nullpunkt von plus nach minus durchläuft, wogegen die Abtast¬ werte des zweiten QuadraturSignals U7 immer dann invertiert werden, wenn das erste Quadratursignal U6 einen Nullpunkt von minus nach plus durchläuft. Demgemass entstehen am Ausgang der Polaritätsinverter 44 und 46 Sequenzen von Abtastwerten U14 und U15 mit angepassten Polaritäten, wie in Fig. 2 unten ersichtlich ist. Man erkennt, dass innerhalb des Bit-Inter¬ valls i, während welchem das Informationssymbol "0" gesendet wird, alle angepassten Abtastwerte U14 und U15 positive Pola¬ rität und innerhalb des Bit-Intervalls i+1 , während welchem das Informationssymbol "1" gesendet wird, alle angepassten Abtastwerte U14 und 15 negative Polarität aufweisen.
    [0030] Wenn das Empfangssignal U1 und damit auch die beiden Quadra¬ tursignale U6 und U7 nicht frei sind von Störsignalen, weisen die Abtastwerte U14 und U15 gegebenenfalls unterschiedliche Beträge auf und sind die Zeitpunkte der Nulldurchgänge der Quadratursignale möglicherweise unregelmässig verschoben. Da jedoch die SinusSchwingungen in ihren Nulldurchgängen jeweils die grδsste Steigung haben und die Abtastung in den flachsten Bereichen der Nutzsignalanteile erfolgt, ermöglichen die auf die beschriebene Art gewonnenen Abtastwerte selbst bei einem verrauschten und mit Störisgnalen behafteten Empfangssignal U1 eine gute Näherung der optimalen Schätzregel. Im Summierer 51 werden während jedes Bit-Intervalles die Ab¬ tastwerte U14 und U15 mit angepassten Polaritäten algebraisch¬ addiert, wonach am Signalausgang 52 ein das Vorzeichen der resultierenden Summe repräsentierendes elektrisches Signal und am Signalausgang 53 ein den Betrag der Summe repräsentie¬ rendes elektrisches Signal erscheinen. Das Vorzeichen der resultierenden Summe bestimmt das geschätzte Informations¬ symbol "0" oder "1", während der Betrag der Summe ein Mass für die Qualität der gemachten Schätzung ist.
    [0031] Die Steuerung des Summierers 51 erfolgt mittels des vom Os¬ zillator 54 erzeugten Taktsignals U16, das mit der Bit-Periode T synchronisiert wird. Für die Synchronisierung wird jeweils der Polaritätswechsel der Abtastwerte U14 und U15 zwischen den aufeinanderfolgenden Bit-Intervallen benutzt. Die Abtastwerte U14 und U15 werden über die Leitungen 57 und 58 dem Synchroni¬ sator 56 zugeführt, der die Zeitpunkte der Polaritätswechsel der Abtastwerte U14 und U15 mit den Zeitpunkten der den Sum¬ mierer 51 steuernden Flanken des Taktsignals U16 vergleicht und allenfalls vorhandene Abweichungen durch eine entspre¬ chende Beeinflussung der Phase des Taktsignals U16 gegen Null korrigiert. Auf diese Weise wird erreicht, dass die Flanken des Taktsignals U16 mit den Zeitpunkten i.T, (i+l)T, (i+2)T usw. zwischen den aufeinanderfolgenden Bit-Intervallen mit ausreichender Genauigkeit zeitlich zusammenfallen.
    [0032] Für den Fachmann ist klar, dass auch andere schaltungstech¬ nische Massnahmen zur Erzeugnung des den Summierer 51 steuern¬ den Taktsignals U16 möglich sind. Es ist auch denkbar, das Taktsignal U16 vom Sender her zu übertragen, sei es auf einem separaten Steuerkanal oder dem Empfangssignal U1 überlagert. Weil die vorliegende Erfindung aber das Ziel verfolgt, die Information des Empfangssignals ,U1 auch bei schlechter Ueber- tragungsqualität dieses Signals zu detektieren, ist davon aus¬ zugehen, dass auch die Uebertragung des Taktsignals U16 vom Sender her mit unzulänglicher Qualität erfolgen könnte und dann die Schätzung der Information des EmpfangsSignals nega¬ tiv beeinträchtigt würde. Daher wird die Erzeugung des Takt¬ signals U16 am Ort des Empfängers bevorzugt.
    [0033] In vereinfachender Abänderung der beschriebenen Schaltungs¬ anordnung gemäss Fig. 1 ist es möglich, den zweiten Abtaster 40, den zweiten Nulldurchgangsdetektor 41 und den zweiten Polaritätsinverter 46 wegzulassen und lediglich Abtastwerte U14 aus dem ersten Quadratursignal U6 jeweils bei den Null¬ durchgängen des zweiten Quadratursignals U7 zu erzeugen und im Summierer 51 zu addieren. Umgekehrt könnten auch der Abtaster 35, der Nulldurchgangsdetektor 36 und der Polaritätsinverter 44 weggelassen sein, so dass dann nur Abtastwerte U15 aus dem zweiten Quadratursignal U7 jeweils bei den Nulldurchgängen des ersten QuadraturSignals U6 gebildet und im Summierer 51 addiert werden. In jedem dieser vereinfachten Fälle ist je¬ doch die Qualität der erzielten Schätzung der Information des EmpfangsSignals U1 weniger gut als im Beispiel gemäss Fig. 1 mit kreuzweiser Steuerung der Abtastung beider Quadra¬ tursignale U6 und U7, weil im letzteren Fall ein Teil des Informationsverlustes, der wegen der Nichtidealität der Zeit¬ punkte der Abtastung nur eines der Quadratursignale ent¬ stehen kann, ausgeglichen wird.
    [0034] Zum Schluss ist noch zu erwähnen, dass die Mittenfrequenz f der vom Oszillator 25 erzeugten SinusSchwingung U2 in einem beliebigen Frequenzbereich liegen kann, dass aber das Ver¬ hältnis der Deviationsfrequenz Δf = (f - f. /2 in Hertz zur Datenrate R in Bits pro Sekunde die Bedingung Δf/R = 1/4 erfüllen muss.
    权利要求:
    Claims P a t e n t a n s p r ü c h e
    1. Verfahren zum Detektieren der Information eines Empfangssignals, dadurch gekennzeichnet, dass das Empfangs¬ signal (U1) in ein erstes und ein zweites Quadratursignal (U6, U7) demoduliert wird und mindestens eines dieser Quadra¬ tursignale (U6, U7) in eine Sequenz von Abtastwerten (U14, U15) konvertiert wird, wobei die Zeitpunkte -der ..Abtastung und die Gewichtung der Abtastwerte (U14, U15) des genannten Quadratursignals (U6, U7) in Abhängigkeit von charakteristi¬ schen Eigenschaften des andern Quadratursignals (U7, U6) be¬ stimmt werden.
    2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitpunkte der Abtastung eines der Quadratursignale (U6, U7) durch die Zeitpunkte der Nulldurchgänge des andern Quadratursignals (U7, U6) gesteuert werden.
    3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die durch Abtastung des einen Quadratursignals (U6, U7) erhaltenen Abtastwerte (U10, U11) in ihrer Polarität entweder invertiert oder unverändert belassen werden in Abhängigkeit von den Richtungen der Nulldurchgänge des andern Quadratur¬ signals (U7, U6), um Abtastwerte (U14, U15) mit angepassten Polaritäten zu bilden.
    4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass beide Quadratursignale (U6, U7) abgetastet werden, dass die Zeitpunkte der Abtastung des ersten Quadratursignals (U6) durch die Zeitpunkte der Nulldurchgänge des zweiten Quadratur¬ signals (U7) gesteuert werden und umgekehrt, dass die durch Abtastung des ersten Quadratursignals (U6) erhaltenen Abtast¬ werte (U10) in ihrer Polarität entweder invertiert oder unver¬ ändert belassen werden in Abhängigkeit von den Richtungen der Nulldurchgänge des zweiten Quadratursignals (U7) und umge¬ kehrt, um Abtastwerte (U14, U15) mit angepassten Polaritäten zu bilden, und dass die Inversion von Abtastwerten (U10) des ersten Quadratursignals (U6) und die Inversion von Abtast¬ werten (U11) des zweiten Quadratursignals' (U7) jeweils bei entgegengesetzten Richtungen der Nulldurchgänge des zweiten QuadraturSignals (U7) und des ersten QuadraturSignals (U6) erfolgen.
    5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeich¬ net, dass alle Abtastwerte mit angepassten Polaritäten (U14, U15) innerhalb eines Informationsbit-Intervalles (T) des Empfangssignals (U1) aufsummiert werden und das Vorzeichen der resultierenden Summe als Schätzung des empfangenen Infor¬ mationssymbols ("0" oder "1") ausgewertet wird.
    6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Betrag der resultierenden Summe aller Abtastwerte mit angepassten Polaritäten (U14, U1 ) innerhalb eines Infor¬ mationsbit-Intervalles (T) des EmpfangsSignals (U1 ) als Mass für die Qualität der Schätzung des empfangenen Informations¬ symbols ausgewertet wird.
    7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6 zur Schät¬ zung einer binären Information in einem durch Frequenzumta¬ stung (FSK) modulierten Empfangssignal, dadurch gekennzeich¬ net, dass das erste Quadratursignal (U6) durch Mischen des Empfangssignals (U1 ) mit einer Sinusschwingung (U2) mit der Mittenfrequenz (f_) der beiden die InformationsSymbole "0" und "1" repräsentierenden Frequenzen (f , f.. ) und anschlies- sende Tiefpassfilterung erzeugt wird und das zweite Quadra¬ tursignal (U7) durch Mischen des EingangsSignals (U1 ) mit einer um 90° phasenverschobenen Sinusschwingung (U3) mit der gleichen Mittenfrequenz (f„) und anschliessende Tiefpass- filterung erzeugt wird.
    8. Elektrische Schaltungsanordnung zum Detektieren der Information eines Empfangssignals gemäss dem Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Schaltungsmittel (21-35) zum Demodulieren des EmpfangsSignals (U1) in ein erstes und ein zweites Quadratursignal (U6, U7) und weitere Schaltungs¬ mittel (34-50) zum Konvertieren mindestens eines der Quadra¬ tursignale (U6, U7) in eine Sequenz von Abtastwerten (U14, U15) in Steuerabhängigkeit von charakteristischen Eigenschaf¬ ten des andern Quadratursignals (U7, U6).
    9*. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch ge nn¬ zeichnet, dass die Schaltungsmittel zum Konvertieren minde¬ stens eines der Quadratursignale (U6, U7) in eine Sequenz von Abtastwerten (U14, U15) einen mittels eines Steuersignals (U8, U9) steuerbaren Momentanwertabtaster (35, 40) zum Abtasten des betreffenden Quadratursignals (U6, U7) sowie einen Nulldurch¬ gangsdetektor (36, 41) zum Ermitteln der Nulldurchgänge des . andern QuadraturSignals (U7, U6) und zum Erzeugen des Steuer¬ signals (U8, U9) für den Momentanwertabtaster (35, 40) auf¬ weist, und dass der Momentanwertabtaster (35, 40) und der Nulldurchgangsdetektor (36, 41 ) ausgebildet sind, um eine Ab¬ tastung des betreffenden Quadratursignals (U6, U7) in den Zeitpunkten der Nulldurchgänge des andern QuadraturSignals (U7, U6) hervorzurufen.
    10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekenn¬ zeichnet, dass die Schaltungsmittel zum Konvertieren minde¬ stens eines der Quadratursignale (U6, U7) in eine Sequenz von Abtastwerten (U14, U15) weiter einen durch ein Steuersignal (U12, U13) steuerbaren Polaritätsinverter (44, 46) zum Inver¬ tieren eines Teils der vom Momentanwertabtaster (35, 40) er¬ zeugten Abtastwerte (U10, U11) aufweisen und dass der Null¬ durchgangsdetektor (36, 41 ) eingerichtet ist zur Erzeugung des Steuersignals (U12, U13) für den Polaritätsinverter (44, 46) in Abhängigkeit von den Richtungen der Nulldurchgänge des andern Quadratursignals (U7, U6), um Abtastwerte mit angepass¬ ten Polaritäten (U14, U15) zu bilden.
    11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch ge¬ kennzeichnet, dass zum Konvertieren beider Quadratursignale (U6, U7) in je eine Sequenz von Abtastwerten (U 4, U ) zwei je durch ein Steuersignal (U8, U9) steuerbare Momentan¬ wertabtaster (35, 40) zum Abtasten des ersten und des zweiten QuadraturSignals (U6, U7), zwei Nulldurchgangsdetektoren (36, 41) zum Ermitteln der Nulldurchgänge je eines der Quadratur¬ signale (U6, U7) und zum Erzeugen der Steuersignale (U8, U9) für die Momentanwertabtaster (36, 40) sowie zwei durch Steuersignale (U1 , U13) steuerbare Polaritätsinverter (44, 46) zum Invertieren eines Teils der von den Momentanwertab¬ tastern (35» 40) erzeugten Abtastwerte (U10, U11) vorhanden sind, dass die Nulldurchgangsdetektoren (36, 41 ) ferner ein¬ gerichtet sind zum Erzeugen der Steuersignale (U12, U13) für die Polaritätsinverter (44, 46) in Abhängigkeit von den Richtungen der Nulldurchgänge der Quadratursignale (U6, U7), und dass die Momentanwertabtaster (35, 40), die Nulldurch¬ gangsdetektoren (36, 41) und die Polaritätsinverter (44, 46) derart ausgebildet und angeordnet sind, dass eine Abtastung' des ersten QuadraturSignals (U6) in den Zeitpunkten der Nulldurchgänge des zweiten Quadratursignals (U7) erfolgt und umgekehrt, und dass die Inversion von Abtastwerten (U10) des ersten Quadratursignals (U6) und die Inversion von Abtast¬ werten (U12) des zweiten Quadratursignals (U7) bei entgegen¬ gesetzten Richtungen der Nulldurchgänge des zweiten Quadratur¬ signals (U7) bzw. des ersten QuadraturSignals (U6) erfolgt, um Abtastwerte (U14, U15) mit angepassten Polaritäten zu bilden.
    12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 oder 11, da¬ durch gekennzeichnet, dass ein durch ein Taktsignal (U16) steuerbarer Summierer (51) vorhanden ist, dem die Abtast¬ werte mit angepassten Polaritäten (U14, U1 ) zugeleitet sind, dass Schaltungsmittel (54, 56, 57, 58) vorhanden sind zur Er¬ zeugung des den Summierer (51) steuernden Taktsignals (U16) in Uebereinstimmung mit den Zeitpunkten des Beginns und des Endes eines jeden Bit-Intervalles (T) der Information des Empfangssignals (U1). und dass der Summierer (51) eingerich¬ tet ist zur Ausgabe eines das Vorzeichen der jeweils resul¬ tierenden Summe signalisierenden elektrischen Signals (U17), welches das empfangene Informationssymbol repräsentiert, und eines den Betrag der Summe signalisierenden elektrischen Signals (U18), das die Qualität des empfangenen Informations¬ symbols repräsentiert.
    13. Schaltungsanordung nach einem der Ansprüche 8 bis 12 zur Schätzung einer binären Information in e'inem durch Fre¬ quenzumtastung (FSK) modulierten Empfangssignal, dadurch ge¬ kennzeichnet, dass die Schaltungsmittel zum Demodulieren des Empfangssignals (U1) in die Quadratursignale (U6, U7) erste Schaltungsmittel (23) zum Mischen des Empfangssignals (U1 ) mit einer SinusSchwingung (U2) mit der Mittenfrequenz (f_) der beiden die Informationssymbole "0" und "1" repräsentie¬ renden Frequenzen (f , f..) und ein nachgeschaltetes erstes Tiefpassfilter (32) sowie zweite Schaltungsmittel (24) zum Mischen des Empfangssignals (U1 ) mit einer in bezug auf die genannte SinusSchwingung (U2) um 90° phasenverschobenen zwei¬ ten Sinusschwingung (U3) mit der selben Mittenfrequenz (fc_) und ein nachgeschaltetes zweites Tiefpassfilter (33) auf¬ weisen.
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